Примечание редактора. В современных высокоскоростных конструкциях отдельного анализа целостности сигнала, целостности питания и ЭМС недостаточно; Для успешного проектирования необходим целостный подход.
Основная проблема: когда сигналы пересекают области сегментации между соседними опорными плоскостями слоя, часто возникают дискуссии о целостности сигнала. Некоторые утверждают, что сигналы не должны пересекать сегментацию, поскольку это может увеличить перекрестные помехи и проблемы с электромагнитной совместимостью, в то время как другие полагают, что при тщательном проектировании стека слоев и ширине промежутков сегментации на плоскостях питания/земли проблем быть не должно. Итак, каков правильный подход? Конечно, лучший ответ — «это зависит!» В этой статье исследуется сценарий, когда сигналы проходят через сегментированные плоскости.
Сначала рассмотрим типичный четырехслойная печатная плата stackup общей толщиной 62 мила. Поверхностный слой является сигнальным слоем, а внутренние слои — плоскими слоями. Ширина дорожки составляет 7/8 мил, дифференциальное сопротивление 100 Ом и несимметричное сопротивление 56 Ом.
В современном дизайне электронных продуктов довольно часто встречается наличие нескольких шин питания в продукте, а это означает, что плоскость питания в четырехслойной плате неизбежно будет разделена. Поэтому наличие пересечений сигнала через разветвления неизбежно при маршрутизации.
Предполагая, что пара поверхностных линий передачи пересекает зазор шириной 50 мил между соседними слоями, как показано на рисунке, показано поперечное сечение микрополосковой линии до и после прохождения через зазор. Учитывается толщина диэлектрика H1 от поверхности до соседнего слоя опорной мощности. Поскольку в зазоре нет соседних опорных плоскостей мощности, а следующей опорной плоскостью является земля, прилегающая к нижнему слою, толщина диэлектрика в зазоре равна H1 плюс толщина силового слоя 1 унция плюс следующий диэлектрический слой. Н2. Если толщина силового слоя составляет 1.2 мил, то общая толщина диэлектрика в зазоре составит 51.2 мил.
Приближение первого порядка этой топологии представляет собой комбинацию трех сегментов линий передачи с двумя разными импедансами. Первый и последний сегменты имеют дифференциальное сопротивление 100 Ом и несимметричное сопротивление 56 Ом, в то время как линия передачи в части с зазором имеет дифференциальное сопротивление 134 Ом и несимметричное сопротивление 103 Ом. Его сопротивление выше, чем у других частей, что приводит к отражению сигнала здесь. Высота и ширина отражения являются функциями соответствующего времени нарастания сигнала и геометрии зазора. Чем быстрее время нарастания и шире зазор, тем сильнее вызванное отражение. На рис. 3 показаны результаты моделирования.
Первый и третий сегменты линий электропередачи моделируются с использованием 2D-модели TLines-LineType (ADS), а линия передачи в разрыве моделируется с помощью 3D-решателя электромагнитного поля (Momentum или EMPro) для получения эффектов электромагнитного поля, когда сигнал проходит. Диэлектрические материалы те же. S-параметры извлекаются и используются в схеме.
Общая длина топологии составляет 2.65 дюйма, при этом длина первого сегмента линии передачи (L1) составляет 500 мил, а длина третьего сегмента (L2) — 2 дюйма. Трехмерная часть разделена на три сегмента по 3 мил каждый, чтобы облегчить регулировку ширины зазора, сохраняя при этом общую длину неизменной.
Две ширины зазора используются для сравнения влияния размера зазора. Зазор в 50 мил между плоскостями питания является обычным явлением и представляет собой наихудший сценарий. Зазор в 5 мил является оптимальным сценарием, а также типичным минимальным значением от линии передачи до площадки припоя.
К порту 1 подключен источник дифференциального возбуждения, а сравнение дифференциальных импедансов показано на рисунке 4. Чтобы облегчить просмотр импеданса на порте 2, используется симметрирующий преобразователь для преобразования порта 4 в порт 2. Красная кривая представляет результаты. для зазора 50 мил, который демонстрирует более высокий разрыв импеданса по сравнению с результатами для зазора 5 мил (синяя кривая). Это связано с тем, что высота излучаемого импульса определяется как временем нарастания, так и шириной зазора. Поскольку время нарастания меньше по пространственной длине по сравнению с шириной зазора, простое изменение времени нарастания не может обеспечить максимальный разрыв импеданса. Это будет продемонстрировано с помощью моделирования ниже.
Источник возбуждения подается на порт 2 с зазором 50 мил и сравнивается с входным сигналом из порта 1, как показано на следующем рисунке. Из-за задержки в 2.05 дюйма перед разрывом, а также потерь в линии передачи фронт сигнала будет медленнее. Как и ожидалось, амплитуда отражения действительно ниже.
Вот анализ одностороннего случая, как показано на рисунке. Красная кривая представляет зазор в 50 мил, синяя кривая — зазор в 5 мил, а черная кривая — отсутствие зазора. При времени нарастания 20 пс напряжение отражения является самым высоким, когда зазор составляет 50 мил, что приводит к небольшому увеличению задержки в линии передачи по сравнению со случаем без зазора.
Во всех трех сценариях можно наблюдать типичные изменения кривой перекрестных помех на ближнем и дальнем конце. Тесная связь между линиями передачи через зазор приводит к более сильным отражениям, что приводит к большим перекрестным помехам на ближнем конце.
Вот анализ одностороннего случая, как показано на рисунке. Красная кривая представляет зазор в 50 мил, синяя кривая — зазор в 5 мил, а черная кривая — отсутствие зазора. При времени нарастания 20 пс напряжение отражения является самым высоким, когда зазор составляет 50 мил, что приводит к небольшому увеличению задержки в линии передачи по сравнению со случаем без зазора.
Во всех трех сценариях можно наблюдать типичные изменения кривой перекрестных помех на ближнем и дальнем конце. При прохождении через зазор тесная связь между линиями передачи приводит к более сильным отражениям, что приводит к увеличению перекрестных помех на ближнем конце.
Когда зазор составляет 50 мил, импульсы перекрестных помех на ближнем конце значительно увеличиваются, тогда как перекрестные помехи на дальнем конце увеличиваются лишь незначительно. В отличие от напряжения перекрестных помех на ближнем конце, пиковое значение напряжения перекрестных помех на дальнем конце зависит от длины связи. При определенной временной задержке (TD) его амплитуда достигает максимума примерно на 50% времени нарастания сигнала атакующей линии.
Аналогично, сигнал атакующей линии попадает на напряжение перекрестных помех на дальнем конце, которое возвращается обратно в атакующую линию, влияя на время нарастания. Форма сигнала на дальнем конце атакующей линии представляет собой суперпозицию напряжения перекрестных помех на дальнем конце и напряжения исходного сигнала, что приводит к отсутствию перекрестных помех. Поскольку дальний конец находится на расстоянии 2.65 дюйма от исходного конца, перекрестные помехи на дальнем конце приближаются к насыщению. Уменьшение длины последнего сегмента линии передачи до 100 мил, как показано на рисунке 7, облегчает понимание влияния зазора на перекрестные помехи на дальнем конце.
Красная кривая представляет собой входной сигнал (V7) с временем нарастания 20 пс, голубая кривая (V8) представляет форму волны передаваемого сигнала на дальнем конце, голубая (V5) представляет перекрестные помехи на ближнем конце, светло-зеленая ( V6) представляет перекрестные помехи на дальнем конце, а темно-зеленый (V15) представляет атакующий сигнал в узле V13 после прохождения через TL44. Из-за высоких характеристик импеданса на участке зазора на этом участке линии передачи можно увидеть выбросы, вызванные повышенными отражениями.
Оранжевый сигнал (V13) показывает отрицательные импульсы перекрестных помех на дальнем конце, соответствующие нарастающему фронту атакующего сигнала на V15. Перекрестные помехи на ближнем конце также совпадают с положительным отражением на V15. Поскольку атакующий сигнал испытывает задержку при прохождении через зазор, дополнительный размах напряжения отражения увеличивает амплитуду импульсов перекрестных помех на дальнем конце, а его инвертированная форма отражает форму отраженного импульса, как видно на темно-зеленом сигнале ( V14), который затем возвращается обратно к атакующему сигналу и вызывает затухание времени нарастания до выхода из секции связи, как показано пурпурной кривой (V16).
Проблема, рассматриваемая в этой статье, заключается в том, что когда сигнал проходит через сегментированную плоскость, передаваемый сигнал претерпевает положительные и отрицательные отражения из-за несогласования импедансов, при этом время отражения равно времени, необходимому для прохождения через зазор. Это увеличивает амплитуду сигнала и импульсов перекрестных помех на дальнем конце, тем самым замедляя время нарастания передаваемого сигнала пропорционально форме волны перекрестных помех на дальнем конце.
Принимая во внимание множество обратных путей на сегментированной плоскости и краях, формируется эффективная щелевая антенна, излучающая шум наружу. Чтобы соответствовать требованиям EMI FCC к излучению класса B (поле длиной 3 метра), излучаемый шум должен быть менее 100 мВ/м в диапазоне 30–80 МГц и менее 200 мВ/м в диапазоне 216 МГц–1 ГГц.
Когда микрополосковые линии проходят через сегментированные плоскости, шум может распространяться в свободное пространство из-за прерывистых обратных путей и отсутствия экранирования. Визуализация плотности обратного тока в зазоре между соседними опорными плоскостями может быть достигнута с помощью программного обеспечения для 3D-моделирования.
На рисунке 8 сравнивается плотность обратного тока несимметричного сигнала на соседних опорных плоскостях. Слева синусоидальная волна 4 ГГц проходит через зазор 50 мил, а справа — через зазор 5 мил. Выбор сигнала 4 ГГц обусловлен тем, что он соответствует частоте Найквиста 8 Гбит/с PCIe Gen 3 на типичной 4-слойной плате PCIe. Подавая сигнал от порта 1 к порту 2 с правильно подключенными портами 3 и 4, можно четко наблюдать распределение плотности обратного тока на опорной плоскости при сегментации.
Обратите внимание на небольшое увеличение плотности тока по краям зазора, где находится линия жертвы. Это указывает на то, что обратный ток в соседних линиях вызывает дополнительное напряжение перекрестных помех на дальнем конце, как обсуждалось ранее. С этой точки зрения односторонние линии, пересекающие сегментацию, могут быть не оптимальным подходом.
На рисунке 9 показана плотность обратного тока в опорной плоскости, когда дифференциальный сигнал частотой 4 ГГц проходит через зазоры шириной 50 мил (слева) и 5 мил (справа). Можно заметить, что максимальная плотность тока между двумя дифференциальными парами сосредоточена на краях сегментации, и лишь небольшая часть распространяется вдоль зазора.
Когда несимметричный сигнал подается от порта 1 к порту 2, а остальные порты отключены, на рисунке 10 показано направление токов на плоских слоях L2 и L3. Можно заметить, что когда ток направлен от порта 2 к порту 1, обратный ток на L2 разделяется на две части в дальнем конце зазора (сторона порта 1). Кроме того, на L3 имеются два обратновращающихся тока, сосредоточенных в основном в левой и правой половинах зазора. Они вызваны токами обратного вращения вдоль края зазора на L2, вводящими ЭМ энергию в плоскую полость. Примечательно, что направление вращающихся токов на L2 и L3 противоположно.
Однако когда к двум линиям передачи подается дифференциальный сигнал, как показано на рисунке 11, можно заметить, что направление тока вдоль края зазора одинаково. Также важно отметить, что вращающийся ток на L3 однонаправленный, сосредоточен между дифференциальными парами и зазором. Проблема здесь в том, что даже когда к двум линиям передачи подается дифференциальный сигнал, ток все равно течет к краю зазора, внося шум в полость плоскости и излучаясь в свободное пространство, вызывая электромагнитные помехи.
В предыдущем анализе на примере дифференциальной пары предполагалось идеальное внутреннее согласование, но на самом деле такие случаи редки. Такие факторы, как неравная длина трассировки, эффект стекловолокна, различия в длине контактов разъема или асимметрия дифференциальных переходов при смене слоев, могут привести к несоответствию внутренних задержек. В таких ситуациях некоторые синфазные сигналы могут быть преобразованы в сигналы дифференциального режима. Как показано на рисунке 12, степень преобразования зависит от несоответствия внутренней задержки. В идеальной дифференциальной паре Vdiff представляет собой разность напряжений между сигналами P и N. Если их разность фаз составит 180 градусов, то синфазное напряжение увеличится вдвое, а синфазного напряжения не будет. Однако при перекосе разность фаз дифференциальной пары не составляет 180 градусов. Учитывая перекос, дифференциальный сигнал будет деформироваться, что приведет к появлению синфазного напряжения (Vcom). Величина и форма синфазного напряжения пропорциональны сдвигу фазы. Если фазы P и N идентичны, дифференциального напряжения нет, и все оно становится синфазным напряжением. Синфазное напряжение также требует обратного пути, и если путь прерван, его обратный ток будет проходить через разделенную плоскость аналогично несимметричным обратным токам.
Согласно некоторым спецификациям проводки PCIe, наихудший случай составляет 0.21UI (один UI соответствует времени одного бита). При PCIe Gen3 8 Гбит/с смещение 0.21UI соответствует 26.3 пс. Сценарий, проходящий через разрыв в 50 миллионов, эквивалентен внутреннему фазовому сдвигу, как показано на рисунке 13, по сравнению с идеальной ситуацией. Как и ожидалось, синфазное напряжение проходит через плоскость раздела, а синфазный обратный ток аналогичен ситуации с несимметричными линиями, проходящими через плоскость раздела (рис. 8). Единственное отличие состоит в том, что здесь нет 100% синфазного тока, поэтому будет также обратный ток дифференциального режима.
Последняя проблема, которую следует решить, заключается в том, что если между соседним слоем земли и разделенным силовым слоем существует чрезвычайно тонкий диэлектрический слой, он будет служить лучшим обратным путем при прохождении через разделенный слой. Логично, что это имеет смысл с точки зрения целостности сигнала, поскольку импеданс линий передачи уменьшается с увеличением толщины диэлектрика между линией передачи и разделенной опорной плоскостью.
В предыдущих примерах мы предполагали четырехслойную плату толщиной 62 мила. Это практически определяет толщину диэлектрика внутреннего слоя в стопке. Чтобы переместить опорную плоскость ближе к зазору между силовыми плоскостями, количество слоев печатной платы необходимо увеличить как минимум до 6 слоев, чтобы сохранить симметрию стопки и общую толщину.
Если уменьшить толщину диэлектрика под зазором, повторно моделируя зазор в 5 мил в несимметричном случае, результаты показаны на рисунке 14. Этот тонкий диэлектрический слой устанавливается на 2 мил, что является обычной толщиной для развязки. скрытые емкостные сердечники на плоскости питания. Если добавить толщину 5 мил для H1 и 1.2 мил для силовой плоскости L2, как показано на рисунке 1, то общая толщина диэлектрика под зазором составит 8.2 мил.
На левом изображении видно, что большая часть обратного тока отводится вокруг зазора в опорной плоскости L2. На правом изображении, когда сигнал проходит через зазор, большая часть обратного тока течет к опорной плоскости L3 под линией передачи, но некоторый ток все еще остается возле зазора в L2, тем самым излучая некоторый шум.
С точки зрения целостности сигнала, отраженные сигналы и перекрестные помехи на ближнем конце были существенно уменьшены вдвое, как показано на рисунке 15. Меньше затухание во времени нарастания передаваемого сигнала, а также были улучшены перекрестные помехи на дальнем конце. .
Возвращаясь к главному вопросу: какая точка зрения правильная? Ни то, ни другое не совсем верно. В данной статье обсуждаются несколько сценариев прохождения микрополосковых линий через расщепленные плоскости. С точки зрения целостности сигнала при определенных условиях может быть допустимо прохождение микрополосковых линий через разделенные плоскости. Например, в приведенном выше моделировании, пока зазор между разделенными плоскостями уменьшен до 5 мил и добавлен тонкий диэлектрический слой между соседними плоскими слоями, перекрестные помехи существенно не увеличиваются. В соответствии с фактическими допусками по шуму это может не оказать влияния.
Однако с точки зрения EMC существует еще больше рисков и опасений. Никогда не бывает сценария, при котором некоторый обратный ток никогда не будет течь к краю зазора в плоскости разделения, поэтому риск электромагнитных помех все еще существует. Из-за множества взаимосвязанных факторов в реальных проектах сложно найти универсальное правило, применимое здесь или в любой другой ситуации.
Как правило, микрополосковые линии не должны пересекать плоскости разделения. Однако, когда детальный анализ фактической компоновки и сборки платы невозможен, можно изучить альтернативные методы снижения шумового излучения, такие как добавление дополнительного внешнего экранирования.
В конечном счете, в этой статье подчеркивается, что в современных высокоскоростных конструкциях мы не можем ограничиваться рассмотрением только целостности сигнала, целостности питания или ЭМС по отдельности. Все три должны рассматриваться одновременно. Если мы будем рассматривать только целостность сигнала без учета электромагнитной совместимости, мы можем сделать неправильные выводы, что приведет к потенциальному сбою при тестировании конечного продукта на совместимость с ЭМС.